摘要：本文針對(duì)并聯(lián)型有源電力濾波器(APF)的主電路及其外圍電路進(jìn)行了深入的研究，詳細(xì)討論了主電路開關(guān)器件的選擇、緩沖電路的設(shè)計(jì)，并且采用理論分析和仿真實(shí)驗(yàn)相結(jié)合的方法，給出了直流母線電壓的取值、直流母線電容量以及交流側(cè)濾波電感值的選擇方法。并根據(jù)上述分析方法得出了并聯(lián)型APF的主電路具體器件選型及外圍電路的詳細(xì)設(shè)計(jì)參數(shù)。

關(guān)鍵詞：并聯(lián)型有源電力濾波器 外圍電路

1引言

有源電力濾波器（ActivePowerFilter——APF）是一種動(dòng)態(tài)抑制諧波和補(bǔ)償無(wú)功的新型電力電子裝置，它能對(duì)頻率和幅值都變化的諧波和無(wú)功進(jìn)行補(bǔ)償，可以彌補(bǔ)無(wú)源濾波器的不足，獲得比無(wú)源濾波器更好的補(bǔ)償特性，是一種理想的諧波補(bǔ)償裝置。與無(wú)源濾波器相比，有源電力濾波器具有高度可控性和快速響應(yīng)性。目前，常用的有源電力濾波器主電路形式可以分為四相變流器電路和三相變流器電路兩種形式。三相三線制有源電力濾波器已經(jīng)成功地在一些工業(yè)產(chǎn)品中得到應(yīng)用，而三相四線制有源電力濾波器的拓?fù)潆m然早在80年代就有了介紹，但在實(shí)際系統(tǒng)中的應(yīng)用仍然處于研究階段，還有許多問題需要研究和解決。但是，目前三相四線制系統(tǒng)在整個(gè)電網(wǎng)中產(chǎn)生諧波的比重越來(lái)越大，因此研究如何利用有源電力濾波器對(duì)三相四線制系統(tǒng)諧波和無(wú)功補(bǔ)償具有重要意義。

2APF主電路數(shù)學(xué)模型

并型三相四線制有源電力濾波器電路如圖1所示，直流側(cè)零線與系統(tǒng)中線連接。假定上半橋臂和下半橋臂直流電壓值等，且定義直流側(cè)上下電容電壓分別為。由于系統(tǒng)直流側(cè)零線與系統(tǒng)中線相連接，則某相橋臂導(dǎo)通時(shí)，該相橋臂中點(diǎn)電壓即為；若該相下半橋臂導(dǎo)通，則該相橋臂中點(diǎn)電壓即為，依此可定義開關(guān)函數(shù)為式（1）所示。

橋臂中點(diǎn)電壓為式（2）所示。

圖1三相四線APF主電路連接圖

由（4）、（5）可列出三維空間電壓矢量的開關(guān)參數(shù)如表1所示。

表1三維空間電壓矢量開關(guān)參數(shù)表

3功率模塊選擇

為了簡(jiǎn)化功率電路并提高功率電路的可靠性，選擇了智能功率模塊(IPM)作為二相逆變功率主電路。IPM內(nèi)部集成了邏輯、控制、檢測(cè)和保護(hù)電路，使用起來(lái)方便，不僅減小了系統(tǒng)的體積，縮短了開發(fā)時(shí)間，也大大增強(qiáng)了系統(tǒng)的可靠性，適應(yīng)了當(dāng)今功率器件的發(fā)展方向。在選擇IPM時(shí)必須考慮IPM所能承受的直流母線電壓。功率開關(guān)管所承受的最大電壓為直流輸出峰值，知道直流輸出峰值即可求得。選取功率管電流定額時(shí)，考慮到輸入電流中含有一定量的諧波成分，要留有一定的安全裕度，故實(shí)際的峰值電流一般取設(shè)計(jì)值3倍左右。本控制系統(tǒng)選用了三菱公司容量較大的IPM，型號(hào)為PM100RSE120。該型號(hào)的IPM可承受直流電壓為1200V，額定電流為100A。

3.1直流側(cè)電壓計(jì)算

有源電力濾波器在正常工作時(shí)，其輸出的補(bǔ)償電流在指令電流兩側(cè)呈鋸齒波狀跟隨其變化。根據(jù)有源電力濾波器的主回路分析，對(duì)于a相有

當(dāng)ia為1/3或2/3。若

可知為了實(shí)現(xiàn)電流變化趨勢(shì)的控制，直流母線電壓必須大于交流側(cè)電源相電壓峰值的3倍，否則將發(fā)生補(bǔ)償電流不按要求變化的情況。針對(duì)不同的調(diào)制方式，直流母線電壓取值不同補(bǔ)償效果也將不同。本文針對(duì)基于SVPWM調(diào)制的電壓前饋電流解耦控制方法，選擇950V作為直流母線電壓。

3.2直流側(cè)電容值計(jì)算

直流側(cè)電容的作用是緩沖補(bǔ)償電流在交流電源和有源電力濾波器之間的能量脈動(dòng)，而該脈動(dòng)又是直流側(cè)電壓波動(dòng)的主要原因。如果電容值選得過(guò)小，則主電路直流側(cè)電壓則波動(dòng)過(guò)大，影響有源電力濾波器的補(bǔ)償效果；而如果電容值選得過(guò)大，則主電路直流側(cè)電壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)變慢，同時(shí)，電容體積和造價(jià)都會(huì)增加。

若主電路直流側(cè)電容設(shè)定的電壓值為，則電容的儲(chǔ)能為

由于是由補(bǔ)償電流產(chǎn)生的，因此其具體數(shù)值因諧波源及補(bǔ)償要求的不同而不同。

此外，還有一種對(duì)主電路直流側(cè)電容的計(jì)算方法，考慮到有源電力濾波器在正常工作時(shí)，主電路直流側(cè)電容始終處于充放電狀態(tài)，假設(shè)在某一PWM周期內(nèi)電容始終處于充電或放電狀態(tài)，則有

因此，確定了裝置的補(bǔ)償容量和允許的直流母線電壓波動(dòng)值后，就可確定母線電容的容量。需要注意的是，所計(jì)算出的電容量是在理想條件下得到的，實(shí)際選取母線電容的容量時(shí)必須留有一定的裕度。

3.3交流側(cè)電抗器選取

交流側(cè)電感的主要作用是將變化的電壓轉(zhuǎn)換成實(shí)際補(bǔ)償電流。從微觀來(lái)看，補(bǔ)償電路的波形是沿指令電流兩側(cè)上下波動(dòng)的鋸齒波。因此，如果電感值太小，鋸齒波的幅值就會(huì)增大，從而使補(bǔ)償電流中的紋波成分增加，接著也就會(huì)增加后續(xù)高通濾波器的容量，增加無(wú)源補(bǔ)償器的成本和整個(gè)系統(tǒng)的體積。而如果電感值太大，則補(bǔ)償電流不能實(shí)時(shí)地跟蹤指令電流，起不到補(bǔ)償作用。以a相為例，如果有源濾波器工作時(shí)間足夠長(zhǎng)，交流電壓的平均作用將為0，而的平均值為4/9，由此可以得出：

最小電感值的選擇取決于所允許的開關(guān)諧波的大小。在選擇電感時(shí)要考慮把這一值限定在一定的范圍內(nèi)。設(shè)有源濾波器輸出電流的波動(dòng)率為δ，則有：

式中為有源濾波器開關(guān)造成的諧波電流幅值，為有源濾波器輸出電流幅值，為允許的輸出電流波動(dòng)率。由式28可知，在輸出電流幅值點(diǎn)的紋波電流幅值為：

綜合以上分析，可以得出L的取值范圍是1.1mH

3.2mH。本系統(tǒng)主電路的電感由計(jì)算值結(jié)合實(shí)際應(yīng)用進(jìn)行仿真研究，最后選擇L=1.7mH。

3.4控制系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)

該系統(tǒng)是以美國(guó)德州儀器公司(TI)的數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)TMS320F2812芯片為核心，外加檢測(cè)電路和其它外圍控制和驅(qū)動(dòng)電路構(gòu)成?？刂破鞯挠布Y(jié)構(gòu)框圖如圖2所示。檢測(cè)量經(jīng)隔離、濾波、調(diào)理連接到DSP的AD端口，經(jīng)轉(zhuǎn)換存入存儲(chǔ)器中。最后由DSP完成全部的數(shù)字信號(hào)處理工作，包括電壓、電流的采集及有效值的計(jì)算、諧波和無(wú)功電流的計(jì)算和PWM信號(hào)的產(chǎn)生等。

3.5電壓相位檢測(cè)電路

在ip、iq檢測(cè)法中用到一個(gè)正弦信號(hào)和一個(gè)余弦信號(hào)，這兩個(gè)信號(hào)的相位與a相電壓信號(hào)的相位相同。因此在DSP芯片中利用查表法得到這兩個(gè)值之前，必須先通過(guò)硬件電路獲得a相電壓信號(hào)的相位，其原理圖如圖3所示。其中，過(guò)零檢測(cè)電路原理圖如圖4所示。

在本設(shè)計(jì)中，采用220V/8.5V同步變壓器，把a(bǔ)相電壓變成低壓信號(hào)，然后經(jīng)過(guò)濾波電路、過(guò)零比較電路和光耦隔離，變成0～3.3V方波信號(hào)送入DSP。由可調(diào)電阻RW1和C1組成的濾波電路，消除高次諧波影響；由LM339和電阻構(gòu)成了過(guò)零比較電路，其中R3和R4形成一個(gè)滯環(huán)，避免地線干擾而造成一個(gè)電網(wǎng)周波內(nèi)多次過(guò)零，影響控制信號(hào)。由光耦組成的隔離電路，使得PHA方波信號(hào)變得更加理想，同時(shí)隔離了模擬信號(hào)與送入DSP的數(shù)字信號(hào)。

3.6鎖相倍頻電路

由于電力系統(tǒng)的頻率并不固定，而是在50Hz上下波動(dòng)，所以如果使用定時(shí)器中斷對(duì)模擬信號(hào)采樣提供基準(zhǔn)必然造成較大的誤差。為適應(yīng)這種現(xiàn)狀，將DSP對(duì)周期的計(jì)時(shí)改為對(duì)頻率的計(jì)數(shù)。只要該頻率為工頻電源的倍頻，則每一倍頻后的脈沖即代表一個(gè)固定的電角度。若該倍頻脈沖串與工頻電源的相位嚴(yán)格鎖定，則這種方案可以從原理上消除電網(wǎng)頻率不穩(wěn)定造成的觸發(fā)誤差。

圖2控制器的硬件結(jié)構(gòu)框圖

圖3a相電壓相位檢測(cè)電路

圖4過(guò)零檢測(cè)電路原理圖

圖5鎖相倍頻電路

圖6模擬信號(hào)采集電路原理圖

2、鎖相倍頻電路的實(shí)現(xiàn)

鎖相倍頻電路如圖5所示。圖中C3、R8、RW11決定了CD4046的中心振蕩頻率和鎖相范圍，而低通濾波器參數(shù)則與輸入信號(hào)頻率有關(guān)，且低通濾波器截止頻率越低，鎖相環(huán)輸出頻率波動(dòng)越小，但是其跟蹤速度也越慢，因此應(yīng)該根據(jù)實(shí)際電網(wǎng)頻率變化快慢、鎖相速度要求來(lái)確定其參數(shù)。本設(shè)計(jì)中，設(shè)定鎖定頻率范圍為45Hz～55Hz，中心頻率為50Hz，倍頻系數(shù)為256。過(guò)零檢測(cè)電路產(chǎn)生的與a相電壓同步的方波信號(hào)XIN送入CD4046的SIGIN端，CD4046輸出倍頻信號(hào)VCOUT送到分頻器CD4040，經(jīng)過(guò)256分頻后送入CD4046的VCOIN端。CD4046內(nèi)部有一個(gè)鑒相器和壓控振蕩器，SIGIN和VCOIN輸入信號(hào)送入鑒相器，鑒相器對(duì)兩個(gè)輸入信號(hào)進(jìn)行相位比較，并輸出一個(gè)正比于相位誤差的電壓，鑒相器輸出再送入由R9和C4組成的低通濾波器，濾除高頻分量后，其輸出送入壓控振蕩器，輸出頻率與輸入直流電壓成比例的方波信號(hào)，從而CD4046和CD4040組成了一個(gè)閉環(huán)的鎖相倍頻電路，4腳輸出信號(hào)是14腳輸入信號(hào)XIN的256倍頻。

3.6電流信號(hào)采集與調(diào)理電路

本系統(tǒng)中檢測(cè)量含有高次諧波成分，因此檢測(cè)電路對(duì)互感器的性能有較高的要求。設(shè)計(jì)時(shí)，傳感器都采用高性能霍爾元件。電流檢測(cè)用TBC100LA霍爾電流傳感器。TBC-LA100電流傳感器的初、次級(jí)之間是絕緣的，可用于測(cè)量直流、交流和脈沖電流，額定輸入有效值電流100A。模擬信號(hào)采集電路如圖6所示：通過(guò)調(diào)整電阻RW18和RW20使測(cè)量的電流值調(diào)整到0V~3.3V伏之間，這樣可以滿足DSP對(duì)輸入信號(hào)的要求。

4結(jié)果分析

圖7為A、B兩相補(bǔ)償前電流，其中A相由于多帶8Ω電阻幅值較大；圖8為只補(bǔ)償諧波成分不補(bǔ)償零序A、B兩相補(bǔ)償后電流，圖9為補(bǔ)償諧波與零序后A、B兩相電流波形，中線電流也得到了一定補(bǔ)償。圖10中，直流側(cè)總電壓與上下電容電壓均得到了很好的穩(wěn)定。

圖7A、B兩相補(bǔ)償前電流

圖8A、B兩相補(bǔ)償后電流

圖9A、B兩相補(bǔ)償后電流（補(bǔ)償零序）

圖10直流母線電壓與上下電容電壓值

5結(jié)論

有源濾波器被公認(rèn)為是治理電網(wǎng)諧波及無(wú)功污染、改善電能質(zhì)量最有效的手段。與無(wú)源濾波器相比有源濾波器有著無(wú)可比擬的優(yōu)點(diǎn)，因而成為國(guó)內(nèi)外研究的熱點(diǎn)。但是，有源電力濾波器在國(guó)內(nèi)的應(yīng)用還不成熟，與無(wú)源濾波器相比在實(shí)際應(yīng)用中仍然居于次要地位，有待于進(jìn)一步的研究和完善。為此本文對(duì)基于空間矢量預(yù)測(cè)電流控制策略的有源濾波器做了深入研究。文章首先對(duì)基于瞬時(shí)無(wú)功功率理論的諧波檢測(cè)方法進(jìn)行了討論，并通過(guò)仿真驗(yàn)證了檢測(cè)法較法對(duì)電網(wǎng)畸變?cè)谌嗳€制及三相四線制系統(tǒng)中都具有更好的檢測(cè)效果。對(duì)三相四線制系統(tǒng)硬件電路設(shè)計(jì)進(jìn)行了詳細(xì)的介紹。實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了分析的正確性。

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作者簡(jiǎn)介

呂顯鑫（1986-）男現(xiàn)任職于哈爾濱九洲電氣股份有限公司，主要從事電站直流系統(tǒng)、智能電網(wǎng)系統(tǒng)設(shè)計(jì)、一體化電源設(shè)計(jì)與研發(fā)工作。

周家琪（1983-）男碩士研究生，現(xiàn)任職于哈爾濱九洲電氣股份有限公司，中級(jí)工程師，主要從事新能源發(fā)電技術(shù)和無(wú)功功率補(bǔ)償技術(shù)的研發(fā)工作。