摘 要: 本文介紹了開關(guān)電源的沖擊電流限制方法,并舉設(shè)計實例。
敘 詞: 沖擊電流, 沖擊電流限制
Abstract: This paper introduced Inrush Current Control Method of Switching Mode Power Supply.
Keywords: Inrush Current, Inrush Current Control
1. 引言
開關(guān)電源的輸入一般有濾波器來減小電源反饋到輸入的紋波,輸入濾波器一般有電容和電感組成∏形濾波器,圖1. 和圖2. 分別為典型的AC/DC電源輸入電路和DC/DC電源輸入電路。
由于電容器在瞬態(tài)時可以看成是短路的,當(dāng)開關(guān)電源上電時,會產(chǎn)生非常大的沖擊電流,沖擊電流的幅度要比穩(wěn)態(tài)工作電流大很多,如對沖擊電流不加以限制,不但會燒壞保險絲,燒毀接插件,還會由于共同輸入阻抗而干擾附近的電器設(shè)備。
圖3. 通信系統(tǒng)的最大沖擊電流限值(AC/DC電源)
圖4. 通信系統(tǒng)在標(biāo)稱輸入電壓和最大輸出負(fù)載時的沖擊電流限值(DC/DC電源)
歐洲電信標(biāo)準(zhǔn)協(xié)會(the European Telecommunications Standards Institute)對用于通信系統(tǒng)的開關(guān)電源的沖擊電流大小做了規(guī)定,圖3為通信系統(tǒng)用AC/DC電源供電時的最大沖擊電流限值[4],圖4為通信系統(tǒng)在DC/DC電源供電,標(biāo)稱輸入電壓和最大輸出負(fù)載時的最大沖擊電流限值[5]。圖中It為沖擊電流的瞬態(tài)值,Im為穩(wěn)態(tài)工作電流。
沖擊電流的大小由很多因素決定,如輸入電壓大小,輸入電線阻抗,電源內(nèi)部輸入電感及等效阻抗,輸入電容等效串連阻抗等。這些參數(shù)根據(jù)不同的電源系統(tǒng)和布局不同而不同,很難進(jìn)行估算,最精確的方法是在實際應(yīng)用中測量沖擊電流的大小。在測量沖擊電流時,不能因引入傳感器而改變沖擊電流的大小,推薦用的傳感器為霍爾傳感器。
2. AC/DC開關(guān)電源的沖擊電流限制方法
2.1 串連電阻法
對于小功率開關(guān)電源,可以用象圖5的串連電阻法。如果電阻選得大,沖擊電流就小,但在電阻上的功耗就大,所以必須選擇折衷的電阻值,使沖擊電流和電阻上的功耗都在允許的范圍之內(nèi)。
圖5. 串連電阻法沖擊電流控制電路(適用于橋式整流和倍壓電路,其沖擊電流相同)
串連在電路上的電阻必須能承受在開機(jī)時的高電壓和大電流,大額定電流的電阻在這種應(yīng)用中比較適合,常用的為線繞電阻,但在高濕度的環(huán)境下,則不要用線繞電阻。因線繞電阻在高濕度環(huán)境下,瞬態(tài)熱應(yīng)力和繞線的膨脹會降低保護(hù)層的作用,會因濕氣入侵而引起電阻損壞。
圖5所示為沖擊電流限制電阻的通常位置,對于110V、220V雙電壓輸入電路,應(yīng)該在R1和R2位置放兩個電阻,這樣在110V輸入連接線連接時和220V輸入連接線斷開時的沖擊電流一樣大。對于單輸入電壓電路,應(yīng)該在R3位置放電阻。
2.2 熱敏電阻法
在小功率開關(guān)電源中,負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻(NTC)常用在圖5中R1,R2,R3位置。在開關(guān)電源第一次啟動時,NTC的電阻值很大,可限制沖擊電流,隨著NTC的自身發(fā)熱,其電阻值變小,使其在工作狀態(tài)時的功耗減小。
用熱敏電阻法也由缺點,當(dāng)?shù)谝淮螁雍螅瑹崦綦娮枰^一會兒才到達(dá)其工作狀態(tài)電阻值,如果這時的輸入電壓在電源可以工作的最小值附近,剛啟動時由于熱敏電阻阻值還較大,它的壓降較大,電源就可能工作在打嗝狀態(tài)。另外,當(dāng)開關(guān)電源關(guān)掉后,熱敏電阻需要一段冷卻時間來將阻值升高到常溫態(tài)以備下一次啟動,冷卻時間根據(jù)器件、安裝方式、環(huán)境溫度的不同而不同,一般為1分鐘。如果開關(guān)電源關(guān)掉后馬上開啟,熱敏電阻還沒有變冷,這時對沖擊電流失去限制作用,這就是在使用這種方法控制沖擊電流的電源不允許在關(guān)掉后馬上開啟的原因。
2.3 有源沖擊電流限制法
對于大功率開關(guān)電源,沖擊電流限制器件在正常工作時應(yīng)該短路,這樣可以減小沖擊電流限制器件的功耗。
圖6. 有源沖擊電流限制電路 (橋式整流時的沖擊電流大)
在圖6中,選擇R1作為啟動電阻,在啟動后用可控硅將R1旁路,因在這種沖擊電流限制電路中的電阻R1可以選得很大,通常不需要改變110V輸入倍壓和220V輸入時的電阻值。在圖6中所畫為雙向可控硅,也可以用晶閘管或繼電器將其替代。
圖6所示電路在剛啟動時,沖擊電流被電阻R1限制,當(dāng)輸入電容充滿電后,有源旁路電路開始工作將電阻R1旁路,這樣在穩(wěn)態(tài)工作時的損耗會變得很小。
在這種可控硅啟動電路中,很容易通過開關(guān)電源主變壓器上的一個線圈來給可控硅供電。由開關(guān)電源的緩啟動來提供可控硅的延遲啟動,這樣在電源啟動前就可以通過電阻R1將輸入電容充滿電。
3. DC/DC開關(guān)電源的沖擊電流限制方法
3.1 長短針法
圖7所示電路為長短針法沖擊電流限制電路,在DC/DC電源板插入時,長針接觸,輸入電容C1通過電阻R1充電,當(dāng)電源板完全插入時,電阻R1被斷針短路。C1代表DC/DC電源的所有電容量。
圖7. 長短針法沖擊電流限制電路
這種方法的缺陷是插入的速度不能控制,如插入速度過快,電容C1還沒充滿電時,短針就已經(jīng)接觸,沖擊電流的限制效果就不好。
也可用熱敏電阻法來限制沖擊電流,但由于DC/DC電源的輸入電壓較低,輸入電流較大,在熱敏電阻上的功耗也較大,一般不用此方法。
3.2 有源沖擊電流限制法
3.2.1 利用MOS管限制沖擊電流
利用MOS管控制沖擊電流可以克服無源限制法的缺陷。MOS管有導(dǎo)通阻抗Rds_on低和驅(qū)動簡單的特點,在周圍加上少量元器件就可以做成沖擊電流限制電路。
MOS管是電壓控制器件,其極間電容等效電路如圖8所示。
圖8. 帶外接電容C2的N型MOS管極間電容等效電路
MOS管的極間電容柵漏電容Cgd、柵源電容Cgs、漏源電容Cds可以由以下公式確定:
公式中MOS管的反饋電容Crss,輸入電容Ciss和輸出電容Coss的數(shù)值在MOS管的手冊上可以查到。
電容充放電快慢決定MOS管開通和關(guān)斷的快慢,為確保MOS管狀態(tài)間轉(zhuǎn)換是線性的和可預(yù)知的,外接電容C2并聯(lián)在Cgd上,如果外接電容C2比MOS管內(nèi)部柵漏電容Cgd大很多,就會減小MOS管內(nèi)部非線性柵漏電容Cgd在狀態(tài)間轉(zhuǎn)換時的作用。
外接電容C2被用來作為積分器對MOS管的開關(guān)特性進(jìn)行精確控制??刂屏寺O電壓線性度就能精確控制沖擊電流。
電路描述:
圖9所示為基于MOS管的自啟動有源沖擊電流限制法電路。MOS管 Q1放在DC/DC電源模塊的負(fù)電壓輸入端,在上電瞬間,DC/DC電源模塊的第1腳電平和第4腳一樣,然后控制電路按一定的速率將它降到負(fù)電壓,電壓下降的速度由時間常數(shù)C2*R2決定,這個斜率決定了最大沖擊電流。
C2可以按以下公式選定:
R2由允許沖擊電流決定:
其中Vmax為最大輸入電壓,Cload為C3和DC/DC電源模塊內(nèi)部電容的總和,Iinrush為允許沖擊電流的幅度。
圖9. 有源沖擊電流限制法電路
D1用來限制MOS管 Q1的柵源電壓。元器件R1,C1和D2用來保證MOS管Q1在剛上電時保持關(guān)斷狀態(tài)。
上電后,MOS管的柵極電壓要慢慢上升,當(dāng)柵源電壓Vgs高到一定程度后,二極管D2導(dǎo)通,這樣所有的電荷都給電容C1以時間常數(shù)R1×C1充電,柵源電壓Vgs以相同的速度上升,直到MOS管Q1導(dǎo)通產(chǎn)生沖擊電流。
以下是計算C1和R1的公式:
其中Vth為MOS管Q1的最小門檻電壓,VD2為二極管D2的正向?qū)▔航?,Vplt為產(chǎn)生Iinrush沖擊電流時的柵源電壓。Vplt可以在MOS管供應(yīng)商所提供的產(chǎn)品資料里找到。
MOS管選擇
以下參數(shù)對于有源沖擊電流限制電路的MOS管選擇非常重要:
l 漏極擊穿電壓 Vds
必須選擇Vds比最大輸入電壓Vmax和最大輸入瞬態(tài)電壓還要高的MOS管,對于通訊系統(tǒng)中用的MOS管,一般選擇Vds≥100V。
l 柵源電壓Vgs
穩(wěn)壓管D1是用來保護(hù)MOS管Q1的柵極以防止其過壓擊穿,顯然MOS管Q1的柵源電壓Vgs必須高于穩(wěn)壓管D1的最大反向擊穿電壓。一般MOS管的柵源電壓Vgs為20V,推薦12V的穩(wěn)壓二極管。
l 導(dǎo)通電阻Rds_on.
MOS管必須能夠耗散導(dǎo)通電阻Rds_on所引起的熱量,熱耗計算公式為:
其中Idc為DC/DC電源的最大輸入電流,Idc由以下公式確定:
其中Pout為DC/DC電源的最大輸出功率,Vmin為最小輸入電壓,η為DC/DC電源在輸入電壓為Vmin輸出功率為Pout時的效率。η可以在DC/DC電源供應(yīng)商所提供的數(shù)據(jù)手冊里查到。MOS管的Rds_on必須很小,它所引起的壓降和輸入電壓相比才可以忽略。
圖10. 有源沖擊電流限制電路在75V輸入,DC/DC輸出空載時的波形
設(shè)計舉例
已知: Vmax=72V
Iinrush=3A
選擇MOS管Q1為IRF540S
選擇二極管D2為BAS21
按公式(4)計算:C2>>1700pF。 選擇 C2=0.01μF;
按公式(5)計算:R2=252.5kW。 選擇 R2=240kW,選擇 R3=270W<
圖11所示電路為基于LT1640L的沖擊電流控制電路,該電路可以可靠的控制沖擊電流、管理熱插拔而不引起瞬態(tài)過壓或欠壓。在上電或插入瞬間,MOS管Q1保持在關(guān)斷狀態(tài),將未充電電容C3、DC/DC電源濾波器電容和輸入電源隔開,隨后MOS管Q1慢慢開通,電容在控制狀態(tài)下慢慢充電,只有在電容充滿電后,PWRGD才給出開關(guān)信號讓DC/DC電源開始工作。
電路描述:
電阻R3和MOS管Q1的柵極和源極間接外接電容C2作為反饋可以精確控制沖擊電流的大小,外接?xùn)艠O和源極間電容C2的容量可以由以下公式計算得到:
式中:Vth為MOS管Q1的最小門檻電壓,Cload為C3和DC/DC電源模塊內(nèi)部電容的總和。
電容C2的容量決定在MOS管Q1導(dǎo)通過程中沖擊電流Iinrush的大小,最好將沖擊電流Iinrush設(shè)定得和DC/DC的最大穩(wěn)態(tài)工作電流一樣。改變所要求的沖擊電流Iinrush的大小、MOS管型號,甚至MOS管生產(chǎn)廠家,就需要改變外接電容C1、C2的容量。
電阻R18的作用是減小MOS管Q1的關(guān)斷時間,R3一般在10KW 到15KW之間。電阻R7、R8決定電路的欠壓保護(hù)點,電阻R9、R10決定電路的過壓保護(hù)點,由于UV、OV的比較電平都是1.24V,圖11所示的過、欠壓保護(hù)點分別為74V和30V。C5、C6消除OV、UV端的干擾,C5和C6越接近芯片的各自管腳越好。
R4和C7為芯片LT1640L的低通濾波,C7越接近芯片越好。
設(shè)計舉例
已知: Vmax=72V
Iinrush=3A
MOS管Q1為IRF540S
選擇: R18=270W,R3=12 kW
按公式(11)計算:C2=1380pF。 選擇 C2=1500pF;
按公式(12)計算:C1=0.058mF。 選擇 C1=0.1mF
圖12. 圖11電路在48V輸入、輸出空載時的沖擊電流
圖12為圖11所示電路在48VDC輸入、輸出空載時的波形。上電后, ON/OFF端電壓被DC/DC電源內(nèi)部電路抬升,當(dāng)電容C3和濾波器中電容充滿電后,PWRGD輸出低電平,將ON/OFF端電壓拉低,DC/DC電源開始工作。
圖13為圖11所示電路在48VDC輸入、DC/DC電源輸出為30W時的波形。最下面的波形為DC/DC電源的輸出波形,PWRGD一給DC/DC電源ON/OFF端輸出低電平信號(見圖11),DC/DC電源的輸出就開始上升。圖11由于是DC/DC輸出空載,其穩(wěn)態(tài)輸入電流幾乎為零,圖12輸出為30W,它有穩(wěn)態(tài)輸入電流。圖14、圖15分別為36V、72V輸入,輸出為30W時的波形。
圖13. 圖11電路在48V輸入、DC/DC輸出為30W時的沖擊電流
圖14. 圖11電路在36V輸入、DC/DC輸出為30W時的沖擊電流
圖15. 圖11電路在72V輸入、DC/DC輸出為30W時的沖擊電流
4. 參考文獻(xiàn)
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