摘 要: 對直驅型風電機組交錯并聯(lián)斬波器的控制和設計中的關鍵問題進行了較為深入的分析，首先得出了基于最大功率跟蹤（MPPT）算法的斬波器輸入電流指令解析表達式；其次給出了N重交錯并聯(lián)升壓斬波器紋波電流的統(tǒng)一表達式，并基于此得到了濾波電感的設計準則；最后對1.2MW直驅型風力發(fā)電全功率并網變流機組進行了全面的仿真,仿真結果驗證了文中提出的控制和設計方案的正確性,具有一定的實用價值。 關鍵詞： 直驅型風力發(fā)電 永磁同步發(fā)電機 交錯并聯(lián)升壓斬波器 紋波分析 1 引言 目前主流的變速恒頻風力發(fā)電并網變流系統(tǒng)有基于雙饋感應發(fā)電機（DFIG）的雙饋型機組和基于永磁同步發(fā)電機（PMSG）的直驅型機組兩種。和雙饋機組相比，直驅型機組能省去齒輪箱，同時能避免發(fā)電機滑環(huán)和電刷，從而具有效率提高、維護量降低、可靠性提高等一系列優(yōu)點，具有廣闊的應用前景[1-2]，其拓撲結構如圖1a所示。 直驅型風力發(fā)電并網變流器分為網側變流器和發(fā)電機側變流器兩部分。網側變流器多采用三相電壓型PWM整流器電路，用于實現(xiàn)能量的單位功率因數(shù)并網，在需要時還可對電網進行無功調節(jié)；發(fā)電機側變流器則一方面經發(fā)電機提供勵磁功率，一方面根據風速變化調節(jié)發(fā)電機轉速，實現(xiàn)風能的最大功率跟蹤。主要有不控整流加升壓斬波電路（被動整流）和三相電壓型逆變器電路（主動整流）兩種拓撲。盡管被動整流拓撲和主動整流相比，存在發(fā)電機定子電流低次諧波含量大，發(fā)電機內部功率因數(shù)不高等缺點，但它成本較低，控制上相對簡單可靠，同時能避免主動整流拓撲存在的 問題對發(fā)電機造成的負面效應，因此目前仍有較廣泛的應用市場[3-4]。系統(tǒng)主電路如圖1b所示。 被動整流拓撲性能的好壞，與其中升壓斬波器的控制密切相關。在兆瓦級直驅風電機組中，斬波器一般通過控制輸入電流來實現(xiàn)對發(fā)電機 [align=center] 圖1 直驅型風電機組并網變流系統(tǒng)[/align] 負載轉矩的調節(jié)。因此輸入電流指令的計算對于準確實現(xiàn)MPPT至關重要。這一方面目前已有許多研究成果，如采用爬山法及其改進方法得到電流指令[5]，或利用輸入電流與不控整流電壓之間的簡化數(shù)學關系得到電流指令[6]等，但都缺乏對被動整流拓撲本身工作特性的深入分析。另一方面，為增加輸出功率，減小總電流紋波，斬波器常采用多重交錯并聯(lián)結構[7-8]。并聯(lián)重數(shù)不同或占空比不同時，電流紋波幅值都將發(fā)生變化，使輸入濾波電感設計變得十分繁瑣。 基于以上考慮，本文首先深入分析了被動整流拓撲內部的數(shù)學關系，給出了基于MPPT算法的輸入電流指令解析表達式，為斬波器的電流跟蹤控制提供依據；其次，本文推導得出了N重交錯并聯(lián)升壓斬波器總電流紋波統(tǒng)一表達式，并基于此得到了輸入濾波電感的計算公式，很大程度上簡化了系統(tǒng)設計過程；最后，本文建立了基于Matlab7.3的1.2MW直驅型風力發(fā)電全功率并網變流機組仿真模型，給出了系統(tǒng)各主要變量的仿真波形，對上述控制和設計方案進行了驗證。 2.電流控制策略 由圖1b可知，斬波器輸入電壓U[sub]r[/sub]由不控整流決定，輸出電壓U[sub]dc[/sub]由網側變流器恒定，因此斬波器通過控制輸入電流I[sub]r[/sub]實現(xiàn)最大功率跟蹤。 2.1風能最大功率跟蹤原理[9] 風機的輸入功率滿足貝茲原理 當發(fā)電機轉速到達額定后，隨著風速的增加，轉速恒定，葉尖速比下降，功率系數(shù)減少，但風機輸出功率繼續(xù)增大。直至風速達到額定風速后，風機輸出功率達到額定值。 2.2 輸入電流指令的計算 令永磁同步發(fā)電機每相空載電勢為E，端電壓為U[sub]s[/sub]，相電流為I[sub]s[/sub]（均指基波分量，下同），X[sub]d[/sub]、X[sub]q[/sub]分別為直、交流同步電抗?？紤]到發(fā)電機輸出接二極管整流電路，因此電流矢量將與端電壓矢量對齊。忽略發(fā)電機內阻，可得發(fā)電工況矢量圖如圖所示。 [align=center] [/align] P[sub]omax[/sub]為被動整流拓撲在一定轉速下的輸出有功功率極限。該值的物理意義可解釋如下：由于電機輸出電流與端電壓同向，因此在ω[sub]e[/sub]一定，I[sub]r[/sub]變化時，圖3b中A點的運動軌跡為以空載電勢矢量為直徑的半圓，隨著 I[sub]r[/sub]增大，A點順時針運動，δ角增大，發(fā)電機底內部功率因數(shù)逐漸降低。當 δ=45[sub]。[/sub]時，有功輸出達到最大，此后電流再增大，發(fā)電機底功率因數(shù)進一步降低，無功占主要成分，有功輸出反而降低。 3.電流紋波分析和電感設計 3.1電流紋波分析 單重升壓斬波拓撲、電感電流波形及紋波表達式如下，其中D為占空比，T[sub]s[/sub]為開關周期。 采用兩重交錯并聯(lián)，脈沖互錯180[sup]。[/sup]，則電流疊加可根據占空比的所屬范圍分為兩種情況。認為兩路濾波電感相等，經整理可得總電流紋波表達式如式（14）所示。 [align=center] [/align] 觀察式（13） ～ （15），不難發(fā)現(xiàn)紋波電流表達式均滿足如下規(guī)律：隨著占空比和并聯(lián)重數(shù)的變化，紋波電流中的不變項為u[sub]1[/sub]T[sub]s[/sub]/L，變化部分的分母包含1-D，分子包含占空比到所屬區(qū)間兩端點距離的乘積，再乘以交錯并聯(lián)的重數(shù)。由此，可推出N重交錯并聯(lián)后總電流紋波的統(tǒng)一表達式如下，為濾波電感的設計提供依據。 3.2濾波電感設計 濾波電感的設計以三重交錯并聯(lián)拓撲為例進行分析。穩(wěn)態(tài)占空比滿足關系D=1-u[sub]r[/sub]/u[sub]dc[/sub] 。將其代入式（15）中，整理配方，可得電流紋波與輸入輸出電壓的關系 式中，U[sub]dc[/sub]被網側變流器恒定。因此，隨著 的變化，紋波電流的變化規(guī)律如圖6所示。由圖可知，當輸入電壓為輸出電壓的1/3或2/3時，總電流紋波可以完全抵消，若兩者的對應 4 系統(tǒng)仿真 為了驗證上述設計和控制方法，本文搭建了基于Matlab7.1的1.2MW直驅型風力發(fā)電全功率并網變流機組仿真模型，如圖7所示。其中，發(fā)電機側變流器采用被動整流拓撲，升壓斬波器采用三重交錯并聯(lián)結構；網側變流器采用電壓定向控制[11]。主要電路參數(shù)均在表1中列出。 [align=center] 圖7 直驅型風力發(fā)電機全功率并網變流器機組仿真模型 表1 1.2MW直驅風電機組主要電路參數(shù)列表 [/align] 圖8為風速變化時的機組主要變量波形。其中，圖8a為發(fā)電機轉速的對應波形，圖8b為相應的斬波器輸入電流波形?？梢姡S著風速的變化，發(fā)電機轉速隨之改變，以保證最優(yōu)葉尖速比，說明發(fā)電機負載轉矩的調節(jié)即斬波器輸入電流的調節(jié)正確有效。圖8c為中間直流電壓波形，穩(wěn)態(tài)時直流電壓恒定在1100V。圖8d為額定功率時網側a相電壓與電流波形，并網電流總諧波畸變3.69%，功率因數(shù)接近1。 由表1可知，斬波器濾波電感取0.37mH，開關頻率取2kHz，由式（1）、式（6）、式（12）可知風速為8m/s時的電流指令為57.9A，U[sub]r[/sub]為78.5V。將以上參量代入式（16），可得此時單重電流紋波波幅值為30.4A，脈動頻率為2kHz；總電流紋波幅值為61A，脈動頻率為6kHz。為驗證該計算結果，圖9分別給出了此時不控整流電壓、單重電流和總電流波形。不難發(fā)現(xiàn)，紋波實際值與計算值吻合得很好，證明了計算公式的正確性。 [align=center] [/align] 5結束語 本文對直驅型風電機組交錯并聯(lián)斬波器的控制和設計中的關鍵問題進行了較為深入的分析研究?？偟膩砜?，和主動整流相比，被動整流拓撲在控制上較為簡單；要輸出同樣的有功功率，被動整流拓撲發(fā)電機定子電流較大，但端電壓較低，同時也不存在逆變器驅動電機的du/dt 問題；不過被動整流拓撲本身存在有功功率輸出極限，這一點在系統(tǒng)設計時應尤為注意；另外，采用交錯并聯(lián)斬波電路后，盡管減少了電流紋波，但系統(tǒng)成本也將相應提高。 參考文獻 [1] Kazmierkowski M P, Krishnan R, Blaabjerg F. 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[align=center]Design and control of Parallel Interleaving boost chopper in Directly-Drive Wind Power Generation System YANG Guo-liang LI Hui-guang （College of Electrical Engineering , Yanshan University , Qinhuangdao 066004 , China ）[/align] Abstract: This paper profoundly analyse the key problem during the design and control of parallel interleaving boost chopper in directly-drive wind power generation system. First ,analytic expression of input current order based on MPPT algorithm is obtained ; secondary, uniform expression of ripples current in N parallel interleaving boost chopper is given ,and based on which the design criterion of the filter inductance is derived ; last , 1.2MW directly-drive wind power generation power interconnected converting unit is emulated , the results shows the utility and the trueness of the proposed control and design scheme. Key words: directly-drive wind power generation system; PMSG; parallel interleaving boost chopper; ripples analysis 作者簡介： 楊國良 （1973-），男，吉林省公主嶺人，博士研究生，主要研究方向為現(xiàn)代控制理論在電力電子技術及分布式發(fā)電上的應用。 李惠光（1947-），男，齊齊哈爾市人，教授，博士生導師，主要研究方向為采樣理論、機器人視覺、分布式發(fā)電及可再生能源等。