時(shí)間:2014-02-24 14:41:10來源:劉嘉
1.引言
隨著全球能源緊缺和安全問題日益突出,利用可再生能源引起廣泛重視。目前新能源的主要研究在于太陽能和風(fēng)能利用上面。本文基于光伏并網(wǎng)系統(tǒng)的諧波抑制和無功補(bǔ)償?shù)难芯?。根?jù)光伏并網(wǎng)逆變器主電路的特點(diǎn),將光伏并網(wǎng)的發(fā)電控制與無功補(bǔ)償、有源濾波相結(jié)合,進(jìn)而提高電網(wǎng)供電能力和質(zhì)量,并減少線路損耗。
在有源濾波器工作原理基礎(chǔ)上,根據(jù)光伏并網(wǎng)系統(tǒng)特點(diǎn),提出將無功補(bǔ)償和諧波與并網(wǎng)發(fā)電統(tǒng)一控制思想,并對(duì)其控制思想詳細(xì)的分析。光伏發(fā)電系統(tǒng)向電網(wǎng)提供有功功率,也可進(jìn)行無功補(bǔ)償,用于抑制諧波的有源濾波器(APF)。
2.有源濾波器
2.1有源電力濾波器的基本原理
如圖1所示,并聯(lián)型有源濾波器構(gòu)成的原理圖。圖中負(fù)載為諧波源,AC為交流電源。有源電力濾波器系統(tǒng)由兩大部分組成,即補(bǔ)償電流發(fā)生模塊和指令電流運(yùn)算模塊[1]。其中指令電流運(yùn)算模塊的核心是檢測補(bǔ)償對(duì)象電流中無功功率和諧波等電流分量。補(bǔ)償電流發(fā)生模塊的作用是以指令電流運(yùn)算模塊得出補(bǔ)償電流的指令信號(hào),產(chǎn)生實(shí)際補(bǔ)償電流。主電路均采用PWM變流器。
圖1有源濾波器的結(jié)構(gòu)框圖
圖1所示,有源電力濾波器基本工作原理是:負(fù)載電流iL和檢測電源電流iS,經(jīng)指令電流運(yùn)算模塊得出補(bǔ)償電流指令信號(hào)i*C,該信號(hào)經(jīng)過補(bǔ)償電流放大,得出補(bǔ)償電流。補(bǔ)償電流與負(fù)載中需補(bǔ)償?shù)闹C波和無功等電流抵消,最終將得到期望的電源電流。
如果要求有源濾波器在補(bǔ)償諧波同時(shí)補(bǔ)償負(fù)載的無功功率,則在補(bǔ)償電流的指令信號(hào)i*C中增加與負(fù)載的電流iL的基波無功分量反極性的成分。這樣補(bǔ)償電流與負(fù)載電流iL中諧波及無功成分相抵消,電源電流iS為負(fù)載電流iL的基波有功分量[2-4]。
圖2并聯(lián)有源電力濾波器系統(tǒng)控制流程圖圖2是并聯(lián)型有源電力濾波器系統(tǒng)流程圖,GI(S)是指令電流運(yùn)算傳遞函數(shù)。當(dāng)有源電力濾波器補(bǔ)償只針對(duì)諧波時(shí),將輸入電流的基波分量完全除去,而輸入電流中諧波分量放大倍數(shù)為-1。GA(S)是補(bǔ)償電流發(fā)生器傳遞函數(shù),可作為一個(gè)時(shí)間常數(shù)很小的一階慣性環(huán)節(jié)。
在這控制方式中,指令電流的信號(hào)主要來源負(fù)載電流,在其作用下可對(duì)負(fù)載中諧波電流進(jìn)行補(bǔ)償。電源電流和校正環(huán)節(jié)G(S)作用主要是抑制電網(wǎng)阻抗和HPF之間的諧振。因電源電流閉環(huán)并且不承擔(dān)補(bǔ)償諧波電流的主要任務(wù),所以G(S)放大倍數(shù)不大,可以使系統(tǒng)有較好的穩(wěn)定性。我們可以得出系統(tǒng)傳遞函數(shù)如下:
(1-1)
2.2有源電力濾波器的補(bǔ)償原理
2.2.1諧波分析
供電系統(tǒng)中通常期望交流電壓和電流呈正弦波形。設(shè)正弦波電壓為:
(2-1)
當(dāng)正弦波電壓加在線性無源電阻、電感和電容上,其電壓和電流分別為比例積分和微分關(guān)系,仍為同頻率正弦波。當(dāng)正弦波電壓加在非線性電路時(shí),電流變?yōu)榉钦也?,非正弦電流加在電網(wǎng)阻抗上產(chǎn)生壓降,使負(fù)載端電壓波形變?yōu)榉钦也ā.?dāng)然非正弦電壓施加線性電路上,電流也呈非正弦波。對(duì)于周期為T=2π/ω的非正弦電流i(ωt),一般滿足狄里赫利條件可分解為如下形式的傅立葉級(jí)數(shù):
(2-2)
在式(2-2)傅立葉級(jí)數(shù)中,頻率與工頻相同的分量被稱為基波。諧波就是頻率大于基波頻率整數(shù)倍的分量,諧波次數(shù)是諧波頻率與基波頻率之比。電流諧波總畸變率反映了電力系統(tǒng)諧波的大小。
(2-3)
IH、I1分別為諧波電流有效值和基波電流有效值。國家標(biāo)準(zhǔn)要求THDi≤5%。
2.2.2無功功率分析
正弦電路中,電路的有功功率為其平均功率,即:
(2-4)
其功率因數(shù)λ定義為有功功率P與視在功率S的比值:
(2-5)
此時(shí)有功功率P、無功功率Q、視在功率S的關(guān)系:
(2-6)
在非正弦情況下,引入畸變功率D,使得:
(2-7)
當(dāng)電壓為正弦波諧波時(shí):
(2-8)
這種情況下,Qf為基波電流產(chǎn)生的無功功率,D為諧波電流產(chǎn)生的無功功率。對(duì)于含諧波非正弦電路,功率因數(shù)為:
(2-9)
其中,γ為基波因數(shù),cosφ1為位移因數(shù)[2]。
2.2.3有源電力濾波器的補(bǔ)償
有源濾波器的實(shí)質(zhì)為一個(gè)波形發(fā)生器,可產(chǎn)生任意波形。通過一定算法檢測負(fù)荷側(cè)所需的諧波電流。就發(fā)出相應(yīng)諧波電流,達(dá)到補(bǔ)償?shù)哪康?。?jīng)補(bǔ)償系統(tǒng)電流iS,將接近正弦波。本文理論基礎(chǔ)是:沖量相等而形狀不同的窄脈沖疊加在具有慣性環(huán)節(jié)上,其效果基本相同。沖量即窄脈沖的面積;效果相同指環(huán)節(jié)輸出響應(yīng)波形基本相同。通過計(jì)算將得到的補(bǔ)償諧波分量對(duì)補(bǔ)償電流進(jìn)行PWM調(diào)制來控制開關(guān)的通斷,從而在逆變器電路的輸出端得到一組不等寬而等幅的矩形脈沖波形,經(jīng)出口濾波后即得實(shí)際補(bǔ)償電流。這就是補(bǔ)償?shù)幕驹韀5-7]。
有源濾波器系統(tǒng)構(gòu)成的原理圖如圖3所示,圖中us為交流電源,負(fù)載為諧波源,其產(chǎn)生諧波和消耗無功功率。全控型電力電子元件組成有源電力濾波器。
圖3中,電源電壓為:
(2-10)
負(fù)載電流為:
(2-11)
圖3有源濾波器原理圖
iLp(ωt)為電流基波、iLh(ωt)為電流高次諧波、iLq(ωt)為電流無功分量。有源濾波器的輸出電流滿足:
(2-12)
負(fù)載電流與此電流相位差180度,因此補(bǔ)償后負(fù)載電流為:
(2-13)
這樣電網(wǎng)只提供負(fù)載的基波有功電流,達(dá)到補(bǔ)償無功功率和消除諧波目的。
3光伏系統(tǒng)的諧波和無功補(bǔ)償
3.1無功和諧波電流的檢測
光伏并網(wǎng)系統(tǒng)的諧波抑制和無功補(bǔ)償?shù)年P(guān)鍵技術(shù)之一是諧波電流和無功的檢測。最早的諧波電流的檢測方法是采用模擬電路實(shí)現(xiàn)的。這種方法對(duì)電路元件參數(shù)和電網(wǎng)頻率波動(dòng)十分敏感,而周期電流相位無功電流的檢測方法由其較長時(shí)間的延遲,不能檢測電流中的諧波,而不適應(yīng)快速反應(yīng)的光伏系統(tǒng)?;谥C波理論的檢測方法、基于神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的檢測方法和自適應(yīng)檢測方法,這些方法較少被應(yīng)用于實(shí)際工程中。
三相電路來說,得到公認(rèn)的無功和諧波電流檢測方法,已經(jīng)在三相APF中獲得了成功的應(yīng)用。但對(duì)于單相電路,有許多諧波檢測方法,但存在一些問題。鑒于此現(xiàn)狀,找到一種電路結(jié)構(gòu)簡單、容易實(shí)現(xiàn)單相電路的諧波檢測方法。為此我們提出一種新的單相電路諧波和無功電流實(shí)時(shí)檢測方法[8]。
3.1.1方法的基本理論
設(shè)電源電壓是一個(gè)純正弦波形,它表示為:
(3-1)
其中Usm是電源電壓的振幅,電源頻率是f(f=50Hz),通過傅立葉級(jí)數(shù),非正弦畸變電流iD被表示為如下:
(3-2)
式中,i1是基波電流分量,ih是高次諧波分量組成的諧波電流分量,φ1為Us和i1之間的相位差,φn是Us和各諧波電流之間的相位差。如使APF只補(bǔ)償,進(jìn)一步可把i1分解成:
(3-3)
i1p是與Us同相位的基波有功電流分量,i1q為與Us正交的基波無功電流分量。所以式(3-2)也可表示為:
(3-4)
如使APF只補(bǔ)償基波無功,檢測出i1q。如使APF同時(shí)補(bǔ)償i1q和ih,檢測出i1q和ih之和。
3.1.2方法的實(shí)現(xiàn)
對(duì)于瞬時(shí)無功功率理論三相諧波電流檢測方法[9],關(guān)鍵是通過sinωt和cosωt,經(jīng)過坐標(biāo)變換后,對(duì)畸變電流分解為直流、交流分量,再用低通濾波器分離開來。我們?cè)趩蜗嚯娐分袑?duì)畸變電流類似的運(yùn)算,給式(3-4)兩端分別乘2sinωt,利用三角函數(shù)有關(guān)特性得:
(3-5)
式中最后一項(xiàng)有最低頻率為ω,式(3-5)由交、直流分量兩部分組成。通過一低通濾波器(LPF)把它分離出來,再與sinωt相乘得到i1p。
同理式(3-4)兩端分別乘2cosωt,利用三角函數(shù)特性得:
(3-6)
式(3-6)的頻率與式(3-5)一樣,由交、直流分量兩部分組成。直流分量為I1qm。通過一個(gè)LPF把它分離出來,與cosωt相乘,得到i1q。i1p和i1q得到后,代入式(4-17)就能得i1。利用式(3-4)得到ih,利用式(3-6)即得i1p+ih等電流分量。
根據(jù)以上運(yùn)算過程,得到一種單相電路無功和諧波電流的檢測方法。其電路構(gòu)成如圖4所示。其中PLL為鎖相環(huán)電路[10-14],如Us沒有畸變正弦波,也可省去PLL。此時(shí)通過一個(gè)比例放大器得sinωt,然后由一個(gè)90°相移電路得cosωt。電路輸入信號(hào)可以是檢測的任何畸變電流。對(duì)APF采用的控制方式,其可以是負(fù)載電流與電源電流或負(fù)載電流與電源電流的組合。圖4電路的輸出電流為i*c,APF為該電路時(shí),i*c用作諧波電流補(bǔ)償?shù)膮⒖夹盘?hào)。
圖4諧波和無功電流檢測電路
3.1.3特性分析
圖4表明單相電路的無功和諧波電流檢測方法,其電路結(jié)構(gòu)很簡單。它只需要4個(gè)乘法器、兩個(gè)LPF和兩個(gè)加(減)法器。由于所用元件類型與它完全一樣,提出諧波和無功電流檢測方法也是一種實(shí)時(shí)檢測方法。
圖4可以檢測出iD中的任何一個(gè)分量。從電路的輸出端2檢測出i1,輸出端1得到的是ih。斷開i1q支路,在輸出端2能檢測i1p,此時(shí)輸出端1得到的是ih與i1q之和。如斷開i1p支路,在輸出端2可檢測出i1q。根據(jù)這一點(diǎn),APF采用本文單相電路無功和諧波電流檢測方法,可單獨(dú)補(bǔ)償諧波或基波無功,同時(shí)補(bǔ)償諧波和無功兩部分。
固定頻率濾波器的相移和元件參數(shù)變化引起頻率漂移問題。本文提出的電路中,由于其分離出一個(gè)直流分量,只要選擇遠(yuǎn)離電源頻率LPF截止頻率,電路性能基本不受LPF的相移影響,也不受LPF參數(shù)變化所引起頻率漂移的影響。
如電源電壓有畸變,此時(shí)在圖4電路中,通過PLL和正余弦信號(hào)發(fā)生電路得正余弦信號(hào)應(yīng),而i1q是與Us的基波分量正交。從式(3-5)到(3-6)的計(jì)算過程不變,Us畸變不會(huì)給檢測電路影響。如電源頻率發(fā)生漂移,由于正余弦信號(hào)和iD中的i1和各次諧波的頻率也會(huì)同步發(fā)生變化。
如把圖4電路中的兩個(gè)LPF換成在一個(gè)周期中進(jìn)行定積分運(yùn)算的兩個(gè)積分器,就能得到另一種無功和諧波電流檢測電路。
3.2系統(tǒng)諧波和無功補(bǔ)償?shù)目刂撇呗?/strong>
本文所提出的系統(tǒng)要同時(shí)實(shí)現(xiàn)光伏并網(wǎng)發(fā)電和無功及諧波電流補(bǔ)償。此系統(tǒng)把光伏發(fā)電系統(tǒng)的逆變直流側(cè)當(dāng)成是APF直流電壓側(cè)。這樣我們可以把光伏并網(wǎng)系統(tǒng)看成一有源濾波器來使用,無功補(bǔ)償和諧波問題可以就地解決,節(jié)省設(shè)備的投資成本。這種光伏并網(wǎng)控制系統(tǒng)采用兩個(gè)閉環(huán)控制,即電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)控制。電壓外環(huán)控制作用是控制逆變器輸入的直流電壓,使其穩(wěn)定在一個(gè)合適值;電流內(nèi)環(huán)控制作用是以補(bǔ)償電流指令進(jìn)行電流控制,使補(bǔ)償電流跟蹤指令信號(hào)變化。
3.2.1PWM控制方式
由于并聯(lián)型有源濾波系統(tǒng)產(chǎn)生補(bǔ)償電流應(yīng)實(shí)時(shí)跟隨指令電流信號(hào)變化,因此電流控制使用跟蹤型PWM控制方式。電流跟蹤控制方法把期望輸出電流作為指令信號(hào)i*c,把實(shí)際電流ic作為反饋信號(hào),通過兩者瞬時(shí)值比較決定功率開關(guān)管的通斷。目前跟蹤型PWM控制方法主要有兩種,三角波比較PWM電流控制和滯環(huán)比較PWM電流控制。
1)滯環(huán)比較PWM電流控制方式的原理圖如圖5所示:
圖5滯環(huán)比較控制方式的原理圖
在該方式把補(bǔ)償電流的指令信號(hào)i*c與實(shí)際的補(bǔ)償電流信號(hào)進(jìn)行ic比較。兩者偏差作為滯環(huán)比較器的輸入,以滯環(huán)比較器產(chǎn)生的控制主電路開關(guān)器件通斷PWM信號(hào),該P(yáng)WM信號(hào)經(jīng)驅(qū)動(dòng)電路控制開關(guān)器件的通斷,控制補(bǔ)償電流ic的變化。當(dāng)T1器件導(dǎo)通時(shí),ic減小,而當(dāng)T4器件導(dǎo)通時(shí),ic將增大。用H表示滯環(huán)比較器環(huán)寬,當(dāng)i*c-ic
根據(jù)上述原理及分析,此控制方式有下面的特點(diǎn):
(1)硬件電路十分簡單;
(2)屬于實(shí)時(shí)控制方式,電流響應(yīng)很快;
(3)不需要載波,輸出電壓中不含特定頻率的諧波分量;
(4)屬于閉環(huán)控制方式,這是跟蹤型PWM控制方式的共同特點(diǎn);
(5)若滯環(huán)的寬度固定,則電流跟隨誤差范圍是固定的,但是電力半導(dǎo)體器件的開關(guān)頻率是變化的。
在滯環(huán)比較PWM電流的控制方式中,滯環(huán)寬度H通常是固定的,由此導(dǎo)致主電路電力半導(dǎo)體器件開關(guān)頻率是變化的。當(dāng)在ic值小的時(shí)候,固定的環(huán)寬可使補(bǔ)償電流的相對(duì)跟隨誤差過大;另一方面在ic值大的時(shí)候,固定環(huán)寬又可能使器件的開關(guān)頻率過高,甚至可能超出器件允許最高工作頻率而導(dǎo)致器件損壞。
2)三角波控制不直接將指令信號(hào)ic與三角波比較,通過閉環(huán)來進(jìn)行控制。
圖6閉環(huán)三角波控制示意圖圖6中可看出,補(bǔ)償電流指令i*c和實(shí)際補(bǔ)償電流ic進(jìn)行比較,求偏差電流,通過A放大器得到調(diào)制波um,um和高頻三角波比較,產(chǎn)生PWM波,作為功率開關(guān)器件控制信號(hào),獲得所需補(bǔ)償電流。A放大器往往采用比例放大器或比例積分放大器,比例系數(shù)或比例、積分系數(shù)將直接影響電流跟蹤特性。這組成的一個(gè)控制系統(tǒng)基于把i*c-ic控制為最小來進(jìn)行設(shè)計(jì)。這種控制方式缺點(diǎn)是響應(yīng)速度慢,對(duì)信號(hào)快速變化的系統(tǒng),不適用[11],[15]。
3.3.2.系統(tǒng)控制方法實(shí)現(xiàn)
光伏并網(wǎng)系統(tǒng)按諧波檢測和指令合成算法得到指令電流向電網(wǎng)注入電流,我們對(duì)系統(tǒng)的補(bǔ)償量有較快的響應(yīng)速度。根據(jù)上述兩種PWM控制方式的分析和比較,結(jié)合本文光伏并網(wǎng)系統(tǒng)特點(diǎn),我們采用滯環(huán)比較方法,較三角波方式相比,此方式對(duì)補(bǔ)償量響應(yīng)速度相對(duì)較快。常規(guī)方法是引入電流負(fù)反饋,知道各環(huán)節(jié)傳遞函數(shù)后,其在系統(tǒng)中相互關(guān)系,就可以得到電流閉環(huán)的動(dòng)態(tài)結(jié)構(gòu)圖如圖7所示。
圖7電流閉環(huán)動(dòng)態(tài)結(jié)構(gòu)圖
圖中,電網(wǎng)電壓E(s)為擾動(dòng)信號(hào),I(s)為輸入信號(hào),I(s)為輸出信號(hào),U2(s)脈寬調(diào)制器的控制電壓,E1(s)為偏差信號(hào),1U(s)逆變橋的輸出電壓。G1(s)為逆變橋傳遞函數(shù),k1為電流反饋系數(shù),2G(s)為系統(tǒng)主電路傳遞函數(shù)。
3.3.3預(yù)測控制算法
xi表示采樣時(shí)間;wi為xi時(shí)刻相應(yīng)的采樣值;w4為當(dāng)前采樣值
圖8預(yù)測公式推倒示意圖
本文利用滯環(huán)比較控制方法,對(duì)其實(shí)施定時(shí)控制以克服該方法的開關(guān)頻率不定的缺點(diǎn)。在實(shí)際系統(tǒng)中,硬件采樣電路中濾波延時(shí)和指令電流計(jì)算的延時(shí)對(duì)指令電流的準(zhǔn)確性造成影響。為克服這個(gè)工程問題必須對(duì)采樣值進(jìn)行預(yù)測處理[16]。本文使用的預(yù)測方法如圖8所示,根據(jù)經(jīng)驗(yàn)對(duì)采樣值進(jìn)行T/2的預(yù)測效果較好(T為采樣周期)。
由泰勒展開公式可得:
(3-7)
采樣點(diǎn)間隔1.5°,T很小,由線性公式近似代替可得:
(3-8)
(3-9)
(3-10)
令(3-7)式中Δt=T/2,把式(3-8)~式(3-10)代入式(3-7),可得:
(3-11)
將式(3-11)用DSP編程實(shí)現(xiàn),就可對(duì)采樣值進(jìn)行預(yù)測,從而較準(zhǔn)確地對(duì)諧波和無功電流進(jìn)行補(bǔ)償。
4.小結(jié)
在有源電力濾波器的基本工作原理基礎(chǔ)上,根據(jù)光伏并網(wǎng)系統(tǒng)的特點(diǎn),提出將諧波和無功補(bǔ)償和并網(wǎng)發(fā)電統(tǒng)一控制的思想,對(duì)控制思想進(jìn)行了詳細(xì)的分析。將三相諧波和無功電流檢測方法應(yīng)用于單相光伏系統(tǒng),最后提出了系統(tǒng)補(bǔ)償控制策略。為克服硬件電路對(duì)指令電流準(zhǔn)確性影響,引入了預(yù)測控制算法。
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